摘要：介紹了一種基于Mw級直驅永磁同步風力發(fā)電機的變流器的設計方案，并且采用模塊并聯(lián)以及多重化技術，降低各模塊容量的同時，有效地減小了發(fā)電機和并網(wǎng)電流中的諧波含量，提高了系統(tǒng)的穩(wěn)定性和電能質量。給出了實驗結果，驗證了控制算法的有效性。
關鍵詞：永磁同步風力發(fā)電機;變流器;多重化;實驗引 言近年來，風力發(fā)電朝著大型化、高電能質量方向發(fā)展;風電機組的****單機容量已達到3 MW～等級。直驅型風力發(fā)電機采用多極低速永磁同步電機作為發(fā)電機。其轉子用****磁鐵取代電勵磁磁場，簡化了結構，使得風機與發(fā)電機之間無需齒輪箱相連;采用直接驅動，降低了系統(tǒng)噪音，減小了維護成本，具有很好的發(fā)展前景，特別適用于大容量風力發(fā)電系統(tǒng)和海上風力發(fā)電Ⅲ。本文介紹一種基于模塊并聯(lián)來實現(xiàn)大功率永磁直驅風力發(fā)電系統(tǒng)變流器的方法。詳細闡述了永磁電機的原理、整流側和并網(wǎng)側的控制策略以及多重化技術具體實現(xiàn)方法，最后給出了實驗結果。
系統(tǒng)結構隨著風電機組的單機容量逐步增加，作為風電機組與電網(wǎng)之間接口的變流器，由于受到功率開關器件電流容量的限制，大功率逆變器不得不通過一定的并聯(lián)方式加以實現(xiàn)。模塊并聯(lián)不但有利于工業(yè)生產(chǎn)的標準化和通用化，而且可以利用多重化技術取得更好的效果。本文采用如圖1所示的電路拓撲結構，實現(xiàn)直驅變流器的設計。系統(tǒng)包括：六相永磁同步發(fā)電機、六相不控二極管整流橋、兩路并聯(lián)的Boost升壓電路和兩路并聯(lián)的三相逆變橋。
控制原理六相永磁同步發(fā)電機的繞組由兩套三相繞組組成，各自相差30°電角度。在d—q軸坐標系中取永磁體轉子極中心線為d軸，建立其數(shù)學模型，并采用發(fā)電機慣例，其磁鏈和電磁轉矩方程分別為： ψd=-Ldid+ψf （1） ψq=-Ldid （2）
式中，id、iq分別為d、g軸電流；ψd、ψq分別為d、g軸磁鏈；Ld為定子直軸電感；Lq為交軸電
感；ψi為永磁體勵磁磁鏈；p為電機極對數(shù)；Te為電磁轉矩。
對于隱極發(fā)電機，其定子直軸電感Ld和交軸電感Lq相等，則式(3)變?yōu)椋?/FONT>
發(fā)電機的電磁轉矩與定子的交軸電流成比例關系。由于采用二極管不控整流，整流橋后的Boost電路相當于一個直流電流源負載。如果不考慮電機定子電流中的諧波含量，只要控制電感的直流電流的均值，就可以控制定子電流的大小，從而控制電磁轉矩。
2．2 Boost升壓斬波器控制
在升壓斬波電路電流連續(xù)模式中，電感電流的變化遵循下式：
式中Vdc、Vdc2為Boost 兩直流側電壓；α為開關器件的占空比。
由此得到單個Boost電路的控制框圖如圖2可示。
對于兩個Boost電路并聯(lián)，為了減小電流的波動，二個Boost電路中的開關器件的載波分別相移
180°，這樣能夠減小總電流的波動。這樣做不但可以減小單個直流電感的容量，而且在同等大小電流波動的情況下，可以進一步減小電感。
2．3逆變器控制
為了提高逆變器的電壓利用率和動態(tài)響應，減小輸出電流的諧波含量，本文采用空間矢量PwM(SVtwM)。在d—q坐標系中進行解耦控制，實現(xiàn)有功和無功分別調節(jié)。單個逆變器的控制框圖如圖3所示
指令，得到輸出的電壓指令，再通過SVPWM發(fā)生器對逆變器開關進行控制，穩(wěn)定地向電網(wǎng)輸送電能，滿足功率因數(shù)和頻率的要求。
為了減小并聯(lián)后輸入到電網(wǎng)的電流諧波含量，本文提出一種基于SVPwM控制的多重化算法。對于sVP、WM，合成矢量有兩種不同的作用順序。以目標電壓矢量在第1扇區(qū)為例，兩種開關模式如圖4所示，兩者的區(qū)別在于其零矢量作用的順序不同。
若兩逆變器的電壓指令相同，兩種開關模式則相當于其調制波波形相位上相差大約為Ts／為開關周期)。對于奇數(shù)倍開關頻率附近的諧波，兩逆變器對應的諧波相位則相差π電角度。并聯(lián)后產(chǎn)生的諧波電流相互抵消，不會流到電網(wǎng)上。
由于svPwM中的諧波主要以開關頻率附近的諧波為主，所以大大減小了這部分的諧波含量，提高了輸出的電能質量。
2．4逆變器聞環(huán)流抑制
由于采用SVPwM方法，為了提高電壓利用率，其輸出的調制波中注入了零序電壓分量，主要為三次諧波。同時，兩個逆變器通過三相電感直接并聯(lián)后，之間形成了零序電流的通路，并且兩逆變器由于數(shù)字計算和硬件電路差別以及死區(qū)的影響，使得輸出的零序電壓并不相等。該電 壓之差會作用在并聯(lián)后形成的零序通路上，形成環(huán)流；特別是大容量逆變器，其直流母線電壓大，濾波電感小，更容易形成較大的環(huán)流。環(huán)流會影響向均流和器件的利用率，增加系統(tǒng)的損耗和散熱，必須進行抑制。
（111）和(000)兩個零矢量作用時間會影響逆變器輸出的零序電壓的大小。通過調節(jié)兩零矢量作用時間，可以改變單個逆變器輸出的零序電壓，達到抑制零序環(huán)流的目的。通過對零序環(huán)流的檢測，同時調節(jié)兩逆變橋的零矢量時間作用比，能較快地抑制環(huán)流。具體方法如圖5所示。
在一個開關周期內，兩個有效矢量作用時間為、T2，零矢量作用時間為Tzero其中VO(000)作用時間為T0，V7(111)作用時間為T0。按圖5中的控制方法，逆變橋1的兩個零矢量各自作用時間分別為：
逆變橋2的兩個零矢量各自作用時間分別為：
式中，d為檢測到的環(huán)流經(jīng)過控制器調節(jié)后輸出的控制變量。兩逆變器同時調節(jié)其零矢量作用時間，而且調節(jié)幅度相同，不但能取得較快的抑制效果，而且不會影響到前述諧波電流的消除。
實驗結果及分析實驗中一臺永磁同步發(fā)電機的輸出經(jīng)過整流、逆變后并到電網(wǎng)上。實驗中，斬波電路工作的開關頻率為1 kHz，逆變橋工作的開關頻率為3 kHz。
直流母線電壓維持在100 V，電網(wǎng)電壓為60 V。
從圖6中可以看出并聯(lián)后電流紋波減小。這也就減小了電機定子電流中諧波的含量，從而減小了發(fā)電機的轉矩脈動。
圖7給出了功率因數(shù)為1的并網(wǎng)電流波形。圖給出了功率因數(shù)為O.9(****)的電流電壓波形
圖9給出了單個逆變橋和并聯(lián)后的相電流對比圖。從圖中可以看到，并聯(lián)后電流波形要比單個逆變器的波形要平滑很多，諧波含量也更少。對電流波形數(shù)據(jù)進行了諧波分析，結果見表1。可以看到基本消除了開關頻率附近的諧波，總諧波含量降低了一半左右。
圖10和圖11分別給出了環(huán)流控制前后的電流波形。可以看到通過2．4中的方法，不但較好地抑制了環(huán)流，而且改善了電流波形。
  
4總結
本文圍繞大容量永磁同步風力發(fā)電機變流器進行研究，設計了一套交直交拓撲電路，并采用模塊并聯(lián)和多重化技術實現(xiàn)。文中詳細介紹了電路中各部分的原理以及實現(xiàn)方法。
采用多重化技術不但能消除諧波、提高電能質量，另外在同等設計目標調節(jié)下，可以減小器件的開關頻率和電感電容的參數(shù)，不但降低了系統(tǒng)的散熱量，并且降低了成本。
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